デジタルパルスプロセッサの傾き補正

专利摘要:
各々が個々のフォトンに対応している複数のステップエッジを有するプリアンプ信号の傾きに基づいて、ＦＩＲフィルタのような、パルスプロセッサのエネルギー測定フィルタの応答を調整する方法が提供され、当該方法は、各々がデジタル値を有する連続的な複数のデジタルサンプルを含むプリアンプ信号のデジタルバージョンを受信する工程を含んでおり、プリアンプ信号は、複数のステップエッジの中の第１ステップエッジと、複数のステップエッジの第１ステップエッジの直後に続く、複数のステップエッジの中の第２ステップエッジとで規定される部分を有している。当該方法は、当該部分に関するデジタルサンプルの各々のデジタル値を用いて、当該部分の長さで規格化された当該部分の傾きの平均値を決定する工程と、エネルギー測定フィルタの応答を補正するために当該部分の長さで規格化された当該部分の傾きの平均値を用いる工程とを含んでいる。
公开号:JP2011511927A
申请号:JP2010520224
申请日:2008-08-01
公开日:2011-04-14
发明作者:ビー． モット，リチャード
申请人:パルセータ，エルエルシーＰｕｌｓｅｔｏｒ，Ｌｌｃ；
IPC主号:G01T1-36

专利说明:

[0001] 関連出願の参照：
本件出願は、２００７年８月３日に出願された米国仮特許出願第６０/９６３,３１２号、発明の名称「DIGITAL PULSE PROCESSORSLOPE CORRECTION（デジタルパルスプロセッサの傾き補正）」に関する優先権を主張し、当該出願の開示は、引用を以て、本明細書の一部となる。]
[0002] 本発明は、Ｘ線分光分析システムやガンマ線分光分析システムなどのエネルギー分散型放射線分光分析システムに関しており、特に、エネルギー分散型放射線分光分析システムのデジタルパルスプロセッサにおける傾き補正を改善を改善する方法に関する。]
背景技術

[0003] Ｘ線分光分析システムやガンマ線分光分析システムなどのエネルギー分散型放射線分光分析システムは、例えば、走査型電子顕微鏡（ＳＥＭ）からのＸ線放射やガンマ線放射などの放射線放射を検出、測定、及び分析するために使用される。典型的なエネルギー分散型放射線分光分析システムは、以下の４つの主要構成要素を含んでいる：（１）検出器、（２）プリアンプ、（３）パルスプロセッサ、（４）コンピュータをベースとした分析装置。限定を目的とせず、便宜のみのために、以下では、Ｘ線分光分析システムとＸ線形態のフォトン（これと比較されるのは、例えば、ガンマ線分光分析システムで検出されるガンマ線形態のフォトン）とについて説明する。]
[0004] 検出器は、通常、あるタイプの半導体センサの形態であり、およそ数十から数百ナノ秒の間に、一般的には数万電子程度の微小な電流パルスに入射Ｘ線を変換する。電流パルスの各々の大きさは、Ｘ線のエネルギーに比例する。]
[0005] プリアンプは、検出器から出力される電流パルスを増幅し、一般的に、これを数十ミリボルトから数百ミリボルトまでの範囲の電圧信号に変換する。プリアンプには、「テールパルス」又はＲＣカップルプリアンプと、パルスリセットプリアンプという、主たる２つのタイプがある。本明細書中のいずれに記述された内容も、これら２つのタイプのプリアンプに適用される。]
[0006] パルスリセット型プリアンプでは、センサで生成された電荷は、その結果として生じる電圧が、上限に達するまで、段階的に多様な高さと間隔で上昇するようにフィードバックコンデンサ内に積分される。この上限に達すると、「リセット」パルスが適用され、これが蓄積された電荷をフィードバックコンデンサから放出し、一般的には数マイクロ秒という短時間に、プリアンプをその最小出力電圧近くまで復帰させる。そして、検出器とＸ線の相互作用による電荷が再度フィードバックコンデンサに蓄積して、このサイクルが繰り返される。対照的に、テールパルスプリアンプは、検出器から出力される電圧ステップ信号にハイパスフィルタとして作用し、ベースラインへの指数的復帰の時定数は、プリアンプのフィードバックコンデンサにおける電荷積分時間と比較して長くなる。]
[0007] パルスプロセッサは、プリアンプ信号を受け取り、積分処理によりＸ線エネルギーの数値表現を生成する。過去のエネルギー分散型放射線分光分析システムでは、パルスプロセッサは、所謂「整形（シェーピング）アンプ」と、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータという２つの別個の構成要素を含んでいた。一方、最近のエネルギー分散型放射線分光分析システムでは、一般的にこれらの機能が一体化しており、最新設計では、プリアンプ信号を直接デジタル化し、デジタル信号処理を使用した全パルス検出とフィルタ機能とを実行する。]
[0008] コンピュータベースの分析装置は、パルスプロセッサから出力されるＸ線エネルギーを、それらエネルギーに対して検出されたＸ線の数のスペクトル又はプロットに集める。スペクトルは、「チャンネル」又は「ビン」と呼ばれる幾分恣意的な数の小さい領域に分割される。過去のシステムでは、マルチチャンネルアナライザ（ＭＣＡ）と呼ばれるハードウエアが、Ｘ線のスペクトルチャンネルへの蓄積を行い、コンピュータが、その集計結果を読み出していた。近年のシステムでは、ＭＣＡ機能は、コンピュータにより、またはパルスプロセッサ内で、ソフトウエアで取り扱われる。]
[0009] パルスプロセッサの仕事は、いくつかの要因によって、より複雑になっている。例えば、電子ノイズは、プリアンプから受け取った元の信号に重畳される。ほとんど最低検出限界レベルのエネルギーのＸ線では、プリアンプ出力のステップ高さは、電子ノイズのピーク間偏位より格段に小さいことがある。このような場合、ノイズの寄与分を平均化除去するために、そのステップの前後で比較的長時間の信号をフィルター処理することによってしか、Ｘ線は検出されない。このようなノイズ平均化の量は、あらゆるパルスプロセッサで基本的な操作パラメータである。この平均化時間は、「整形時間」又は「ピーク時間」としてこの分野で様々に言及されている。]
[0010] Ｘ線が生成する電子に加えて、プリアンプのフィードバックコンデンサへの電流の連続的な遅い流れが漏れによって生じる。この漏れ電流は、Ｘ線がない場合でさえも、非常に小さい正の傾きとしてプリアンプ出力に現れる。漏れ電流の量は、半導体検出器では温度の強い関数である。シリコン製のデバイスでは、温度が摂氏７度上昇する毎に漏れはおよそ倍になる。「シリコンドリフト検出器（ＳＤＤ）」と呼ばれる市販のシリコンセンサの最新世代は、適切な動作に液体窒素温度への冷却を必要とするような従来の所謂リチウムドリフトシリコン（Ｓｉ（Ｌｉ））と比較して、非常に高い温度で動作する。従って、ＳＤＤが用いられる場合には、漏れ電流がより高くなって、プリアンプ出力のバックグラウンドの傾きもこれに対応して同様に高くなる。]
[0011] デジタルパルスプロセッサで最も一般的に使用されるタイプのデジタルフィルタは、所謂三角又は台形フィルタであり、図２Ａ乃至２Ｃに示されている。三角又は台形フィルタは、ステップエッジの前の短い時間周期の間、プリアンプ信号を単に平均し、場合によってはゼロ加重の小さい間隙によって分離されており、図２Ａに示すようにそれらを減算する。このタイプのフィルタはこの分野で公知であり、演算が非常に容易であることからよく使用される。デジタル化した波形でのフィルタの連続コンボリューションには、デジタルプリアンプ波形のサンプル当たり、４つの算術演算しか必要としない。そのようなコンボリューションの応答は、図２Ｃの中央の部分に示すように、（フィルタにギャップがある場合は頂上が平らな）三角形であり、それ故に、このタイプのフィルタの通称となっている。] 図２Ａ 図２Ｃ
[0012] 図２Ｂに一点鎖線で示すように、信号のバックグラウンドの傾きがゼロではない場合、それをコンボリューションされる三角又は台形フィルタは、図２Ｂの斜線部分と等しい一定の応答をする。ステップエッジが重ね合わされると、その結果として、フィルタの最大応答は、図２Ｃの下部分に示すように一定の量だけ増加する。このことは、当該分野では３０年以上公知であり、１９７５年にＫｏｅｍａｎの米国特許第３,８７２,２８７号で説明されている。バックグラウンドの傾きが既知ならば、デジタルフィルタの傾きへの既知の応答を減算することで、バックグラウンドの傾きの効果について、Ｘ線の測定エネルギーを補正できる。] 図２Ｂ 図２Ｃ
[0013] 傾きを決定する標準的な方法は、この米国特許第３,８７２,２８７号で説明され、また、幾つかの市販のアナログパルスプロセッサに使用されており、Ｘ線のない状態でエネルギー測定を人為的にトリガする方法である。そのような人為的なトリガの多数における平均的な応答は、実際のＸ線への応答のエネルギーを補正するのに必要なオフセットであろう。しかしnagara,米国特許第３,８７２,２８７号が指摘しているように、これはバックグラウンドの傾きが一定であるという仮定に基づいている。]
[0014] （上記のように）センサ温度が一定に保たれる場合、漏れ電流も、実際には一定であると予想されるが、信号にはバックグラウンドの傾きのその他の潜在的な要因があり、時間に渡って一定ではないかも知れない。リセットの残効は、プリアンプの設計に応じて、バックグラウンドの傾きに遅い指数関数的な変化を引き起こすことがある。プリアンプ出力と結合する様々なタイプの低周波ノイズは、通常、電源ライン周波数で、局所的な傾きを起こして、時間と共に変化する。当該分野において「マイクロフォニック雑音」として公知の現象は、検出器のアセンブリの物理的構成要素が容量マイクとして作用することによる外界からの音響信号のプリアンプ信号への結合を説明する。時間的に変化するバックグラウンドの傾きの影響は、人為的にトリガされたピークを含む全スペクトルが、エネルギーについて上下する原因となる。その結果、時間について平均されて、人為的にトリガされたピークの中央値は、依然として平均オフセットを示し得るが、ピークは、ピーク位置の不安定性によって、著しく広くなるだろう。]
[0015] Ｍｏｔｔによる米国特許第５,３４９,１９３号は、ステップエッジ近傍の局所的な傾きを計算する方法を開示している。米国特許第５,３４９,１９３号はまた、図６ｇにおいて傾きの影響を、図６ｈにおいて時間変化する傾きの影響を示している。米国特許第５,３４９,１９３号の図４を見ると、ブロック４８とそれに関する文章は、全てのエネルギーのエッジ検出に三角フィルタを使用したと述べている。ブロック４８は、図６ａにて詳細に示されており、３つの演算ロジックユニット（ＡＬＵ）２０２、２０４、２０６が三角フィルタを形成し、累算器２０８を伴うＦＩＦＯ２１０が、ピーク検出フィルタの２SC連続出力の移動和（running sum）を累算している。フィルタ出力はまた、コンパレータ２１４でエネルギー閾値に対してテストされ、出力が閾値を越えると、ＦＩＦＯ２１０の蓄積は阻止される。このように、バックグラウンドの傾きからのサンプルのみがＦＩＦＯに累算される。（第２２０ブロックにて和を単純にＳＣ個ビットまでビットシフトすることで単純計算した）傾きの平均が使用されて、ブロック５２のエネルギー測定フィルタが適用される前に、データの流れは補正される。これによって、ブロック５８とブロック６０の係数テーブルに保存された多数の測定フィルタの各々の個々の補正係数が必要でなくなる。] 図４ 図６ａ 図６ｇ 図６ｈ
[0016] 米国特許第５,３４９,１９３号に述べられた方法は有効であるが、デジタルパルスプロセッサの傾きの補正の領域において改善の余地がある。]
[0017] ある実施例では、プリアンプ信号の傾きに基づいて、ＦＩＲフィルタなどの、パルスプロセッサのエネルギー測定フィルタの応答を調整する方法が提供される。プリアンプ信号は、各々が個々のフォトンに対応している複数のステップエッジを有する。本発明の方法は、各々がデジタル値を有する連続的な複数のデジタルサンプルを含むプリアンプ信号のデジタルバージョンを受信する工程であって、プリアンプ信号は、複数のステップエッジの中の第１ステップエッジと、複数のステップエッジの第１ステップエッジの直後に続く、複数のステップエッジの中の第２ステップエッジとで規定される部分を有している工程を含んでいる。本発明の方法は更に、部分の第１半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値の第１積分を決定する工程と、第１半分に続く部分の第２半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値の第２積分を決定する工程と、第２積分と第１積分の間の差に等しい積分差を決定する工程と、部分の長さで前積分差を規格化することで、傾きの値を決定する工程と、エネルギー測定フィルタの応答を補正するために傾きの値を用いる工程とを含む。]
[0018] あるの特定の実施例では、部分は、複数のデジタルサンプルの中における、その部分に関するｎ個を有しており、部分の第１半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値は、複数のデジタルサンプルのｎ個の中の第１グループであり、第１グループは、複数のデジタルサンプルのｎ個の中の第１の連続したｎ/２個であり、部分の第２半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値は、複数のデジタルサンプルのｎ個の中の第２グループであり、第２グループは、複数のデジタルサンプルのｎ個の中の、第１グループに続く第２の連続したｎ/２個であり、第１積分は、第１グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の積分であり、第２積分は、第２グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の積分であり、傾きの値を決定する工程は、積分差をｎ/２で割って、傾きの中間値を決定する工程と、傾きの中間値をｎ/２で割って、傾きの値を決定する工程とを含む。更に、好ましくは、第１積分は、第１グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の和であり、第２積分は、第２グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の和である。]
[0019] 傾きの値は、１単位時間に渡る傾きであってよい。加えて、傾きの値を用いる工程は、エネルギー測定フィルタの半幅を傾きの値に掛けて傾き補正値を得る工程と、傾き補正値を用いてエネルギー測定フィルタの応答を補正する工程とを含んでよい。部分の長さは、その部分に関するデジタルサンプルの個数であってよい。]
[0020] 別の一実施例では、上記の方法を実行するように構成されたパルスプロセッサが提供される。さらに別の一実施例では、Ｘ線分光分析システムやガンマ線分光分析システムなどのエネルギー分散型放射線分光分析システムは、入射フォトンを電流パルスである出力に変換する検出器と、検出器の出力を電圧信号であるプリアンプ信号に変換するプリアンプであって、プリアンプ信号は、各々が個々のフォトンに対応している複数のステップエッジを有するプリアンプと、ＦＩＲフィルタのようなエネルギー測定フィルタを有するパルスプロセッサとを備えている。パルスプロセッサは、上述した方法の様々な実施例を実行することで、エネルギー測定フィルタの応答を調整するように構成されている。]
[0021] 更に別の実施例では、各々が個々のフォトンに対応している複数のステップエッジを有するプリアンプ信号の傾きに基づいて、ＦＩＲフィルタのようなパルスプロセッサのエネルギー測定フィルタの応答を調整する方法が提供される。当該方法は、各々がデジタル値を有する連続的な複数のデジタルサンプルを含むプリアンプ信号のデジタルバージョンを受信する工程であって、プリアンプ信号は、複数のステップエッジの中の第１ステップエッジと、複数のステップエッジの第１ステップエッジの直後に続く、複数のステップエッジの中の第２ステップエッジとで規定される部分を有している工程と、部分の長さで規格化されたその部分の平均傾きを決定するために、その部分に関する複数のデジタルサンプルの各々のデジタル値を用いる工程と、エネルギー測定フィルタの応答を補正するために、部分の長さで規格化されたその部分の平均傾きを用いる工程とを含んでいる。]
[0022] 従って、本発明が、上記の特徴及び利点の全てを十分に達成することは明らかである。本発明のさらなる特徴及び利点は、以下の説明で述べられ、また、ある程度は説明から明らかであり、本発明を実施することで理解できる。さらに、本発明の特徴及び利点は、特に添付の特許請求の範囲で示された手段及び組合せを用いて、実現及び獲得され得る。]
図面の簡単な説明

[0023] 添付の図面は、本発明の現在における好適な実施例を図示しており、上述の一般的な説明や以下の詳細な説明と共に、本発明の原理を説明するために供するものである。それら図面を通じて、同じ参照符号は、同じ又は関連する部分を示す。
図１は、本発明が実装され得る、限定を目的としない特定の実施例に基づいた、Ｘ線分光分析システムの全体的なブロック図である。
図２Ａ乃至Ｃは、三角又は台形フィルタの概略図である。
図３は、ＳＤＤタイプ検出器とパルスリセットプリアンプからの信号を示す。
図４Ａ及び４Ｂは、傾きの測定値の誤差を表す概略図である。
図５は、本発明で用いられるＡＤＣサンプルの和を計算するために使用され得る回路の概略図である
図６は、図５の回路で得られる結果の数学的説明を示す概略図である
図７は、図５の回路の累積器の内容を示す概略図である。] 図１ 図２Ａ 図３ 図４Ａ 図５ 図６ 図７
実施例

[0024] 本明細書に記載する主題の事項は、エネルギー分散型放射線分光分析システム全般に適用される。しかしながら、図示と説明を容易にするために、Ｘ線分光分析システムを採用した実施例に関して、本発明を説明する。しかしながら、これに限定すると見なされるべきではない。また、これに限定されるものではないが、ガンマ線分光分析システムなどのその他のタイプのエネルギー分散型放射線分光分析システムに関して、本発明が適用されてよいことは理解されるべきである。]
[0025] 本発明は、上述したような米国特許第５,３４９,１９３号で開示された設計を顕著に改善した。以下では、一連のフィルタ出力を平均することは、一方が最初にあって他方が最後にあるＸ線間の各間隔の２つの小さい領域のみから傾きを計算することと数学的に同じであることが示される。−１で重み付けされたＡＤＣサンプルと、＋１で重み付けされた隣接するＡＤＣサンプルとからなる、可能な限り短いピーク検出フィルタを考えてみる。Ｘ線エッジの任意の対の間で連続するＡＤＣサンプルを Ａ1、Ａ2、Ａ3等として表示する。すると、コンボリューションの第１「フィルタ」出力は、Ａ2−Ａ1となる。Ａn−Ａn-1まで、第２出力はＡ3−Ａ2、第３出力はＡ4−Ａ3などとなる。ここで「ｎ」は、Ｘ線ステップエッジ間のＡＤＣサンプルの番号である。この連続が合算されると、ＡnとＡ1を除く全ての項は相殺されて、最終的な和がＡn−Ａ1となることは明らかである。]
[0026] ピーク検出三角フィルタの各１／２（半幅）の積分区間が２つＡＤＣサンプルに増えると、この連続は、（Ａ4＋Ａ3−Ａ2−Ａ1）＋（Ａ5＋Ａ4−Ａ3−Ａ2）＋（Ａ6＋Ａ5−Ａ4−Ａ3）＋．．．＋（Ａn＋Ａn-1−Ａn-2−Ａn-3）となる。同様に中間の項は相殺されて、Ａn＋２Ａn-1＋Ａn-2−Ａ1−２Ａ2−Ａ3 が残される。]
[0027] 重要な点は、三角フィルタの連続する出力で表される傾きのサンプルは、独立した傾きの計算値ではないことである。このために、計算値は、上述したように、三角フィルタの半幅に応じたＸ線ステップ間の各間隔の始点と終点の数個のＡＤＣサンプルの加重平均に基づく計算となる。従って、Ｘ線ステップのエッジ間のサンプルにおける情報のほとんどは使用されない。本発明は、以下に詳細を示すように、利用可能な情報の全てを有効に使うために、傾きの計算に使用する出力を独立させる。]
[0028] 本明細書で説明する主題は、時間的に変化するバックグラウンドの傾きが、プリアンプ信号に存在し得る中で、高計数率で著しく精度が向上するような、ステップエッジの瞬間の傾きを計算する新しい方法を提供するものである。図３は、ＳＤＤタイプ検出器とパルスリセットプリアンプからの実際の信号を示す。ステップエッジ間の間隔は、当該分野で知られているように大きく変化する。本明細書で説明する主題は、以下で詳細を説明するように、局所的な傾きをより良く計算するために間隔の幅を使用する。] 図３
[0029] ちょうど述べたように、本発明の目的は、半導体放射線検出器のパルスリセットプリアンプの出力においてステップエッジに重なる傾きを、リアルタイムで可能な限り精度良く測定して、その測定値を適用して、バックグラウンドの傾きに起因する誤差について測定エネルギーを補正することである。この方法は、低周波の時間変化が傾きに存在する下で効果的である。]
[0030] さらに、本発明の方法は、デジタルベースであって、故に、開示された実施例では、プリアンプ信号をアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）でデジタル化する必要がある。以下の説明は、Ｘ線が検出される際に、正向きの（positive-going）プリアンプ出力を仮定するが、信号の極性は信号の連鎖の中で反転してもよく、本発明の方法が同様に有効であることは、当該分野で通常の知識を有するものには明らかであろう。また、シリコンベースのセンサと低エネルギー領域での放射を仮定しているが、同じく、この分野で通常の知識を有する者は、説明される方法は、ゲルマニウムなどその他の半導体製のセンサと、高エネルギーＸ線やガンマ線のフォトンとに適用されることを理解するであろう。]
[0031] 図１は、本発明が実装され得る特定の実施例に基づくＸ線分光分析システム１の全体的なブロック図である。図１に示すように、Ｘ線分光分析システム１は、点線で囲んだ部分に、その主要構成部分としてデジタルパルスプロセッサ（ＤＰＰ）２を含んでおり、本明細書で説明されるように本発明が実装される。さらにＸ線分光分析システム１は、シリコンドリフト検出器（ＳＤＤ）１００とパルスリセット型プリアンプ１０１とを含む。本発明に関係しているＤＰＰ２のロジックブロックについてのみ詳細に説明される。引用された従来技術の特許における同様のブロックと機能的に等しいブロックは、当該分野で通常の知識を有するものには明らかであろう。] 図１
[0032] 動作上、Ｘ線は、ＳＤＤ１００に入射して、電子−正孔対に変換され、電子の数は、Ｘ線エネルギーに比例する。これらの電子の合計からなる微小な電荷は、プリアンプ１０１のコンデンサに蓄積されて、図示された形の出力電圧信号に変換される。当該電圧信号では、小さなＳ字形ステップが、様々な振幅及び間隔でノイズに重なって生じる。電圧信号は、ＳＤＤ１００の漏れ電流により全体的に正の傾きを有する。定期的なリセットは、フィードバックコンデンサから電荷を放出して、出力を素早くその下限にもって行き、その結果、図１に示すような鋸歯状の波形となる。この一般的なアプローチは、長年にわたり当該分野で知られている。] 図１
[0033] プリアンプ１０１の出力は、ＤＰＰ２の一部として提供される高速アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１０２によりデジタル化される。好ましい実施例では、ＡＤＣ１０２は、ＡＤ９４４６シリーズのように、Ａｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ社により製造された１００ＭＨｚ、１６ビット部品である。図１に示した好ましい実施例は、名称と詳細を後述するロジックブロック１０３から１１９をＦＰＧＡロジックに配置し、名称と詳細を後述するロジックブロック１２０及び１２１をＤＳＰチップソフトウエアに配置する。] 図１
[0034] ＡＤＣ１０２の出力は、プリアンプ電圧波形からのデジタルサンプルと図１にて後続する全てブロックのタイミングを規定するクロックとからなる。図１を簡潔にするために、このクロックは別個には示さないが、全ての機能ブロックは、後述するようにして、ＡＤＣ１０２のクロック又はそのある約数により同期されると理解すべきである。] 図１
[0035] ＡＤＣ１０２の出力とそのクロックは、検出器マッチングアベレージャ１０３を通る。検出器マッチングアベレージャ１０３は、随意的に複数のＡＤＣサンプルを合算し、その数で元のＡＤＣクロックを分周する。検出器マッチングアベレージャ１０３の目的は、ＤＰＰ２に接続するＳＤＤ１００の立ち上り時間に関して有効なサンプル間隔を最適化することにある。この合計の全ビットを保持することが、非常に短いフィルタリング時間での最終Ｘ線スペクトルの量子化誤差を避けるために好ましく、これにより、ＤＰＰ２を経て処理を継続する際のデータパスがより広くなる。]
[0036] ＳＤＤ１００から予想される平均立ち上がり時間が約１５０ナノ秒未満である場合、検出器マッチングアベレージャ１０３は動作せず、可能な最高のタイミング精度を得るために全１００ＭＨｚレートが使用される。しかし、平面電極を伴った所謂リチウムドリフトシリコンまたはＳｉ（Ｌｉ）検出器のような、より速度の遅い検出器がＤＰＰ２に接続しており、その平均立ち上がり時間が数百ナノ秒である場合は、有効なサンプリングレートを低下させて、平均立ち上がり時間内に約１６個未満のサンプルを生じるのが望ましい。]
[0037] マッチングアベレージャ１０３からの（恐らく合算された）データとクロックは、２つの並行した経路を通る。一つの経路は、２つのサブセクションを有する高速パイルアップロジック１０４に導く。第１のサブセクションは、シングルステップロジックと呼ばれ、他方のサブセクションは、ランロジック（runs logic）と呼ばれる。シングルステップロジックは、適度に高エネルギーのＸ線について単一の連続立ち上がり内でＸ線のパイルアップを検出可能であり、ランロジックは、ノイズの制約の中で可能な限り素早く低エネルギーＸ線による連続立ち上がりの終了を検出するように設計されている。これらのロジック部分は、同日に出願された同時継続の特許出願、発明の名称「PILEUP REJECTION IN AN ENERGY-DISPERSIVERADIATIONSPECTROMETRY SYSTEM」の各々に詳細に説明されている。]
[0038] 第２経路は、フィルタアベレージャ１０５へと導く。フィルタアベレージャ１０５は、少数の、望ましくは、連続する４個のＡＤＣサンプルを合算して、ノイズ（サンプル間のランダム変動）を低減し、また、後続のデジタル処理ステップで要求される速度を低減する。４個を合算したデータと４で分周されたクロックとは、低速パイルアップロジック１０６に送られる。低速パイルアップロジック１０６は、高速パイルアップロジック１０４と機能的に同一だが、よりノイズが少なくて、より遅いデータを取り扱う。]
[0039] フィルタアベレージャ１０５からの出力は、ピーク検出フィルタ１０７と複数の台形ＦＩＲデジタルフィルタ１０８、１０９、１１０とに並行して送られる。これらのフィルタは全て、少なくとも１５年間当該分野で普通に使用されてきた従来の台形タイプである。三角（または台形）フィルタの形は、それらを演算するのに必要な回路構成が簡単なために、よく使用される。任意の全長を有するＦＩＲフィルタのＦＩＦＯクロックサイクル当たり、４回の演算のみが必要とされる。]
[0040] ピーク検出フィルタ１０７は、Ｘ線エネルギーの測定に関与しないが、全Ｘ線の検出に、それらのエネルギーが低くとも関与して、可能な最高精度でそれらを時間的に配置する。ライズＦＩＦＯとフォールＦＩＦＯの幅はできる限り短くされるが、収集されるスペクトルの最低エネルギーＸ線の輝線を確実に検出する。電子顕微鏡に搭載されたＸ線分析装置では、それは、大抵の場合、２７７電子ボルト（ｅＶ）にある炭素の輝線である。故に、ピーク検出フィルタ１０７は、２００７年８月３日に出願された前記の米国仮特許出願第６０／９６３,３２０号、発明の名称「IMPROVED EDS PILEUP REJECTION FOR LOW ENERGIES AT HIGHCOUNTRATES」で、頻繁に「炭素フィルタ」と呼ばれている。目標とする最小の輝線は、より低エネルギー（ホウ素またはベリリウム）であってよく、又は、低エネルギーでは非常に効率が悪い蛍光Ｘ線（ＸＲＦ）励起用の検出器の場合はより高エネルギーでもよい。ＸＲＦ検出器は、通常、センサの前にベリリウムウインドウを備えていて、約７００ｅＶ以下の全てのＸ線を基本的に遮断する。その場合、顕著な数のＸ線を失う心配をせずに、ピーク検出フィルタ１０７を狭くして、そのパイルアップ検出性能を改善できる。]
[0041] Ｘ線エネルギーレベルを測定するＦＩＲフィルタ１０８、１０９及び１１０と、ピーク検出フィルタ１０７と、低速パイルアップロジック１０６と、高速パイルアップロジック１０４とは全て、適切なサイズのプログラム可能長さの調整遅延（programmable-length alignment delay）ＦＩＦＯ１１１、１１２、１１３、１１４、１１５及び１１６に接続している。これらは、全てのエッジ（イベント）検出器をトリガするのに十分なエネルギーを有しているノイズのない単一Ｘ線パルスについて、高速パイルアップロジック１０４と低速パイルアップロジック１０６からのエッジ（イベント）位置（時間）と、ピーク検出フィルタ１０７の最大値と、全てのエネルギー測定ＦＩＲフィルタ１０８、１０９及び１１０のギャップの中央に対応する出力データとが、（フィルタアベレージャ１０５のクロック分周（clock division）により強いられた時間量子化限界の範囲内で）同時にパルス検証ロジック１１７、ベースライン傾き測定ロジック１１８及びフィルタラッチロジック１１９に到達するように接続されている。また、ベースライン傾き測定ロジック１１８の遅延は、他の信号よりも小さく遅れるのが望ましいかもしれない。この効果は、計算される傾きのある部分が、測定されているＸ線エッジよりも後の時間から測定されることにある。Ｍｏｔｔの米国特許第５,３９３,９８２号の第１６コラムには、遅延差は大きく、測定されているＸ線エッジが、傾き測定間隔の中央に配置されている。上述したように、これは、マイクロフォニック雑音のような低周波干渉によって、傾きに若干に曲がりがある場合に誤差を小さくする。]
[0042] フィルタラッチロジック１１９は、全てのＦＩＲフィルタについて、ピーク検出フィルタ１０７の調整された最大出力時間に対応した出力を捉える。それは、従来のアナログパルス処理のサンプル・アンド・ホールド（Ｓ／Ｈ）回路と機能的に同一である。その出力は、エネルギー測定フィルタの列の中の最も長いＦＩＲフィルタのＦＩＲパルス幅の１／２（立ち下がりの時間と、ギャップの半分の時間の合計）に対応する期間だけ更に遅延して、ラッチをトリガするエッジに続くパイルアップを検出する時間を与える。]
[0043] フィルタラッチロジック１１９はまたタイマーを含んでおり、現在のストローブ信号からその前後のストローブ信号（ピーク検出フィルタ１０７からの最大出力パルス）への時間を測定して、ＦＩＲスタックの最長フィルタ（存在するならば）の選択を可能にする。このフィルタは、Ｋｏｅｍａｎの米国特許第３,８７２,２８７号とＭｏｔｔの米国特許第５,３９３,９８２号とに開示されている方法によると、パイルアップなく使用できる。この最大値より短い全てのフィルタの出力はまた、Ｋｏｅｍａｎの米国特許第３,８７２,２８７号で教示された方法に従って、Ｘ線エネルギーのより良い推定値を得るために、異なる重みで結合されてよい。]
[0044] パルス検証ロジック１１７は、高速パイルアップロジック１０４、低速パイルアップロジック１０６及びピーク検出フィルタ１０７からの信号を組み合わせて、ピーク検出フィルタ１０７からの単一出力パルスに、パイルアップが発生しているか否かを判断する。そのようなパイルアップが発生している場合は、ピーク検出フィルタ１０７では一つの最大出力パルスしか生成されないので、フィルタラッチロジック１１９で検出されないだろうが、抑止（inbibit）パルスが、生成及び適切に遅延されて、フィルタラッチロジック１１９の出力が傾き補正較正ロジック１２０に到達するのと同時に到達する。]
[0045] ベースライン傾き測定ロジック１１８は、Ｘ線の到達によるＳ字ステップがない場合、プリアンプ１０１の電圧信号の漏れ電流に起因した正の傾きを測定する。台形ＦＩＲフィルタの応答が、線形の傾きに対して一定であり、フィルタの積分時間及びギャップの幅に依存することは当該分野で知られている。この傾きの応答は、Ｘ線エネルギーの正確な測定のためにフィルタ出力から減算される必要がある。図１に示すベースライン傾き測定ロジック１１８は、ある特定の実施例において本発明の傾き測定法を実施する。一旦バックグラウンドの傾きが正確に測定されると、それを使用してエネルギー測定フィルタの出力を補正する様々な方法は、従来技術においてよく説明されている。] 図１
[0046] 高計数率では、Ｘ線間隔が平均して短いと、任意の２つのＸ線ステップエッジの間の傾きは、ほぼ直線になると仮定される。図３はＳＤＤタイプの検出器とパルスリセットプリアンプからの実際の信号を示しており、横軸は、１０ナノ秒の時間単位であり、表示のフルスケールは２０,０００単位、つまり２００マイクロ秒である。この信号には、１０個のステップエッジを確認でき（ｔ＝２４１,０００単位付近の、一番右側の明らかなエッジのすぐ左にある非常に低エネルギーのステップエッジに注目）、Ｘ線のステップエッジ間の平均間隔は、それ故に、約２０マイクロ秒であり、検出器の平均入射計数率は、およそ毎秒５０,０００カウント（ｃｐｓ）である。バックグラウンドの傾きにおける低周波の変化の予想源はより遅いので、Ｘ線間の直線局部近似は有効である。] 図３
[0047] 直線は２点で決定される。傾きの概算精度は、図４Ａ及び４Ｂに図示したように、２つの独立した要因に依存している。それらの要因は、選択した点での垂直誤差、つまりピーク間のノイズ偏位と、それらの間の時間である。測定可能な傾きの範囲は、図示したように、前の点に関する最悪な場合の正の偏差を後の点の最悪な場合の負の偏差につなぎ、逆の場合も同様にすることで決定される。ある垂直誤差「Ｅ」について、この範囲は、これらの点の時間間隔が長くなると小さくなる。図４Ｂの傾きの計算限界は、分離間隔「Ｂ」がより長く、図４Ａの間隔「Ａ」がより短い場合よりも狭い。] 図４Ａ 図４Ｂ
[0048] 図４Ａ及び４Ｂで「Ｅ」で示した垂直誤差は、時間上にて指定された点での値を決定するために平均化されるＡＤＣサンプルの数の関数である。その誤差は、より多くのサンプルを平均化することで低減できる（Ｐ−Ｐ間ノイズの低減）。] 図４Ａ
[0049] ２つのＸ線エッジ間のベースラインの傾きの部分を考え、図４Ａ及び４Ｂにおいて１点鎖線で示されるように、実際の傾きがゼロである瞬間を仮定する。各間隔について一つのＡＤＣサンプルの２つの測定点しか使用できないならば、それらは、前のエッジの直後であると共に後のエッジの直前にあって、傾き概算ベースラインは最大になるはずである。各点の２つのＡＤＣサンプルが平均化できる場合、それらは、右側のステップに最も近い２つのＡＤＣサンプルと左側のステップに最も近い２つのＡＤＣサンプルであるはずである。] 図４Ａ
[0050] この主張が論理的な結論に続くとすると、２つのＸ線ステップエッジ間の利用できる全てのサンプルを使用する最も正確な傾き測定は、サンプルの後半の平均を計算し、前半の平均を減算する。Ｍｏｔｔの米国特許第５,３９３,９８２号に開示された方法は、Ｘ線の間隔の終点で最適な分離が可能であるが、加重平均のサンプル数は、上述したように、両端におけるピーク検出フィルタのおよそ半幅に制限される。先に指摘したように、可能なスループットの計数率を大きくするために、ピーク検出フィルタの半幅を小さくすることは望ましく、顕著なＸ線放射ラインの全てを検出する要求とにも合致する。現世代のＳＤＤでは、エネルギー分解能とスループットの間での妥協のために、望ましいエネルギー測定の半幅はおよそ２マイクロ秒程度である可能性がある。従って、ピーク検出フィルタの半幅は１マイクロ秒以下の必要がある。故に、平均して、各間隔でのサンプルの前半と後半を使用する本明細書で述べた方法は、従来技術の手法と比べて、Ｘ線間隔当たりおよそ１０倍のデータを用いることで、図３に示す現実のデータの流れについて、傾きの計算の精度が改善するだろう。] 図３
[0051] あるＸ線を検出した後、次のＸ線がいつ発生するかは分からないので、Ｘ線ステップエッジ間の間隔がどのくらい長くなるかは事前には分からない。幸いなことに、（図１のベースライン傾き測定ロジック１１８で用いられてよい）図５に示す簡単な回路配置によって、リアルタイムで所望の和の近似値を計算できる。その結果の数学的説明は、図６に図示される。] 図１ 図５ 図６
[0052] 図５において、入力ラッチ５０３が取得する「移動和」は、一つ以上のＡＤＣサンプルの和であって、ＡＤＣサンプルは、図１のシステムについて上述したように、検出器マッチングフィルタ１０１とフィルタアベレージャ１０４の前ステージによって既に合計されていてもよい。好ましい実施例では、ＳＤＤタイプの検出器について、検出器マッチングフィルタ１０１が無効にされ（１に設定）、フィルタアベレージャ１０４は４に設定される（元の４個のＡＤＣサンプルを合算し、４で元の１００Ｍｈｚクロックを分周）。更に、その好ましい実施例では、移動和は、ピーク検出フィルタ１０７の右側（後（trailing））半分として使用されるＡＤＣサンプルの連続的に更新される和であって、ＷのＡＤＣサンプルのユーザ制御の半幅を有する。これらは、１０ナノ秒の元の１０ナノ秒のＡＤＣサンプルから合算された４０ナノ秒のＡＤＣサンプルであることに留意のこと。] 図１ 図５
[0053] ピーク検出フィルタ１０７の半幅より小さい値をＷに使用する理由はない。ピーク検出フィルタ１０７の全幅より短いＸ線間隔は、上述したように、またＭｏｔｔの米国特許第５,３９３,９８２号で説明されているように、パイルアップとして直ちに排除される。傾きの計算値を得るには、ＷのＡＤＣサンプルが２グループの最小値が必要とされ、ちょうど説明したように全幅と等しい。つまり、Ｘ線の測定可能な最短間隔は、ピーク検出フィルタ１０７の２つの半幅に一致する。引用により本明細書に組み込まれた上述の同時係属出願の図２に示すように、ＷのＡＤＣサンプルの移動和がピーク検出フィルタ１０７のための計算の一部として既に計算されている必要があるのは便利である。] 図２
[0054] クロック分周／抑止ロジック５０１に入ったクロック信号はまた、図１に示す検出器マッチングフィルタ１０３とフィルタアベレージャ１０４によって分周されてよい。それはさらにＷで分周されて、入力クロックの全てのＷサイクルで入力ラッチ５０３をトリガするのに使用される新しいクロックＷＣＬＫが生成される。これは、上記のように好ましい、ＦＩＦＯ５０４の連続入力の統計的な独立性を保証する。Ｗの値は、外部コントロールコンピュータによってＷ−ＲＥＧレジスタ５０２に配置される。] 図１
[0055] 図１に示す「閾値越え」信号はピーク検出フィルタ１０７で生成され（ピーク検出フィルタ１０７がその閾値エネルギーを超えるときは常にハイである）、Ｘ線間の間隔の終了（即ち、新しいＸ線の到着の検出）を伝えるために使用される。それは、ＯＲゲート５０８を通り、ラッチ５１２と５１３をトリガして、累算器５１１とＣ２Ｃカウンタ５０９の出力が夫々捉えられる。それはまた、ＦＩＦＯ５０４と出力ラッチ５０６をクリアする。累算器５１１に保持された値を捉える時間をラッチ５１２に与えるために、遅延５０７にて僅かな遅延した後、累算器５１１もまたクリアされる。] 図１
[0056] ＷＣＬＫは、２で分周する回路５０５を通過して、半分のレートのクロックが生成される。ＦＩＦＯ５０４がＷＣＬＫのレートで満たされる間、出力ラッチ５０６は、その半分のレートでそこから出る入力のみを捉える。累算器５１１は、ＷＣＬＫのレートで動作して、このように、累積和からＦＩＦＯ５０４の各出力を２度差し引く。]
[0057] Ｃ２Ｃは、「中心から中心（center-to-center）」を意味する。これは、ＷＣＬＫ単位での、傾きの計算に使用するＡＤＣサンプルの第１グループの中心と第２グループの中心との間の時間である。Ｃ２Ｃカウンタ５０９は、１に初期化され、ＷＣＬＫサイクル毎にインクリメントされる。２つのＸ線間の間隔は、平均計数率とポアソン到着の統計に従って任意に長くなり得るので、Ｃ２ＣＭＡＸＲＥＧレジスタ５１０のＣ２Ｃ値に配置される人為的な最大値があり、それは外部コントロールコンピュータから与えられる。Ｃ２Ｃカウンタ５０９がＣ２ＣＭＡＸＲＥＧレジスタ５１０の値に到達すると、信号が生成されてＯＲゲート５０８に入り、傾き平均化ロジック５１４用の累積和とＣ２Ｃ長の出力を生成する。]
[0058] 図７に関連して以下で説明するように、傾きが計算される間の全時間は、単一間隔の傾きの計算値のプログラム可能な数の平均によって定義される。全平均時間を制限するのが好ましいことから、バックグラウンドの傾きの変化を正確に追跡するために、Ｃ２ＣＭＡＸＲＥＧレジスタ５１０に値が選択されており、その値は、エネルギー測定フィルタ幅に対して、全平均時間を長くするが、電源ライン電圧やマイクロフォニック雑音などのバックグラウンドの傾きの変化の源について予想される最も高い周波数に対して、全平均時間を短くする。] 図７
[0059] 図５は、（Ｃ２ＣＭＡＸＲＥＧレジスタ５１０の最大長制限を条件とする）Ｘ線間の単一間隔の傾きの計算に必要な和を導く計算の定常状態動作のロジックを示す。間隔の開始時に実行されなければならない初期化ロジックがあり、「閾値超え」信号の立ち下がりエッジでトリガされる。簡単化のために図５には示さないが、その設計は、当該分野で通常の知識を有する者には以下の説明から明らかであろう。] 図５
[0060] 以下の理由から、ＦＩＦＯ５０４へのデータ入力は、「閾値超え」信号がローになった後、ピーク検出フィルタ１０７の半幅Ｗ分、遅延する必要がある。検出可能な最低限界のエネルギーのＸ線は、ピーク検出フィルタ１０７の全幅中央にて、閾値を僅かに超える程度でしかないであろう。従って、「閾値越え」信号がローになった直後に、フィルタにおける後の半幅内に、まだ低エネルギーエッジが存在することがある。従って、後の半幅にエッジが含まれないことを確実にするため、「閾値超え」信号がローである間、更なる時間Ｗが経過する必要がある。この制限から、一般的にピーク検出フィルタ１０７の全幅の１.５倍の間隔が、有効な傾きの計算に必要とされる。より短い間隔は無視される。これは、クロック分周／抑止ロジック５０１で取り扱われる。]
[0061] Ｘ線の間隔の終わりでは、「閾値超え」信号がアクティブとなると、後の半幅が使用されているので、その中にはエッジがないことが分かっており、特別な動作をする必要はない。また、Ｘ線間隔の始めでは、ＦＩＦＯ５０４に入る最初のサンプルは、出力ラッチ５０６に直ちにロードするよう強制されなければならず、このことは、図６を参照して明らかにされる。] 図６
[0062] 図６は、ＷＣＬＫの最初の数サイクルの累積器５１１の内容を示す。ＷＣＬＫの間隔における（ピーク検出フィルタ１０７の後の半幅である）移動和の値は、従来技術である米国特許第５,３４９,１９３号の議論で使用したものと同じ表記で、Ａ１、Ａ２、Ａ３などとして表現されて、一番上のラインに示されている。連続するＷＣＬＫサイクル上の出力ラッチ５０６の内容は、第２ラインに示されている。上述したように、Ａ１は、出力ラッチ５０６へ予めロードされていなければならない。] 図６
[0063] 図６の３行目は、各ＷＣＬＫサイクルにおける最後の和の半幅であり、２で分周されたＷＣＬＫサイクルの数の整数部分となるのが確認されるであろう。図６の４行目は、Ｃ２Ｃカウンタ５０９の現在値であり、現在の傾きを計算する間隔の前半と後半を作るＷのＡＤＣサンプルの２つのグループの中心間距離である。これは、図４で論じた間隔であって、単位時間あたりの傾きの計算を可能にする。これが長くなるほど。計算値がより正確になる。ＷＣＬＫの奇数サイクルでは、前半の間隔の和と後半の間隔の和における半幅Ｗの総数は一定のままであるが、それらの中心（Ｃ２Ｃ）間の時間の差は、１だけ増加する。偶数のサイクルでは、Ｃ２Ｃは一定だが、使用される半幅Ｗの数が１だけ増加する。] 図４ 図６
[0064] 図６の残りの行は、累積器５１１に含まれる累積和を示す。１つのＷＣＬＫサイクルの後、その和はＡ２−Ａ１となり、ピーク検出フィルタ１０７の出力と等しい。２つのＷＣＬＫサイクルの後では、その和はＡ３−Ａ１で、第１サイクルの後に加えられたＡ２の値は再び減算されて、Ｃ２Ｃは２に増加する。] 図６
[0065] 次のＷＣＬＫサイクルでは、Ａ２の寄与は相殺から負となり、Ａ４が加えられる。従って、累積和は、これまでの（時間の）間隔の後半の和から前半を引いたものである。さらなる２つのサイクルでは、合計間隔長がＷの６倍となり、中心から中心の距離がＷの３倍になり、そして（Ａ６＋Ａ５＋Ａ４）−（Ａ３＋Ａ２＋Ａ１）が累積和となる。このパターンは、「閾値越え」信号の立ち上がりエッジによりトリガされる次のＸ線の到着まで継続する。]
[0066] このように、図５の回路は、２つのＸ線の間隔の長さを事前に知ることなく、そのＸ線間隔を形成するＡＤＣサンプルの前半の積分と後半の積分の間の差と、単位時間あたりの傾きにその差を規格化するために必要な値Ｃ２Ｃとをもたらす。上述したように、これは、その間隔内の全ての情報を十分に使用して、最も正確な直線計算を可能にする。] 図５
[0067] 図７は、図５の傾き平均化ロジック５１４を示しており、最終的な平均傾き計算値を生成するための、複数のＸ線間間隔からの傾きの計算値の処理を図示する。図７の上部の波形７０２は、Ｘ線ステップエッジを囲んでいる「Ｉ」が付された抑止時間を示しており、上述したような１.５Ｗよりも小さい間隔を取り囲む、より長い抑止時間を含んでいる。] 図５ 図７
[0068] Ｘ線間の複数の単一間隔に関する傾き概算の累積和とそれらに関連するＣ２Ｃ長は、２つの並列なＦＩＦＯに、つまりＳ−ＦＩＦＯ７０２とＣ２Ｃ−ＦＩＦＯ７０３とに供給される。これらＦＩＦＯの正確な長さは重要ではないが、傾きが平均化される時間全体がエネルギー測定時間と比べて長くなるように、少なくとも５０から１００でなければならない。好ましい実施例では、その長さは６４であり、Ｃ２ＣＭＡＸＲＥＧレジスタ５１０も６４であり、４に設定されたフィルタアベレージャ１０４と１に設定された検出器マッチングアベレージャ１０３について、Ｗは８となる。これは、各単位時間Ｗが、８×４０、即ち３２０ナノ秒であることを意味する。Ｃ２Ｃ値は、Ｘ線間の間隔の約半分なので、６４という制限は、最大測定間隔がＷの１２８倍であることを意味する。従って、傾きの平均化に使用される最大合計時間は、３２０ナノ秒掛ける６４掛ける１２８、つまり約２.６ミリ秒となる。]
[0069] Ｘ線間の平均間隔は、Ｗの１２８倍よりもかなり短くなり得るので、実際の合計は高いレートのものよりも小さいだろう。図３の例では、平均間隔は２０マイクロ秒であって、傾きの計算に使用される全時間は、（６４×２０）つまり１.２ミリ秒に近い値となるだろう。この計算をするのに経過する全時間の幅はより長くなるだろう。使用される時間が、累積する抑止間隔を含まないからである。しかし、非常に高い計数率である場合を除き、それらは比較的小さい割合であろう。] 図３
[0070] Ｓ−ＦＩＦＯ７０２とＣ２Ｃ−ＦＩＦＯ７０３における傾き計算の個々の累積和自体が、Ｓ−累算器７０４とＣ２Ｃ−累算器７０５にて夫々合算される。ＦＩＦＯに新しい値が入力される毎に、現在の累算器の値が、Ｓ−ＳＵＭ７０６とＣ２ＣＳＵＭ７０７に夫々ラッチされる。単位時間Ｗ当たりの傾き計算の現在値は、演算論理装置（ＡＬＵ）７０８においてＳ−ＳＵＭ７０６をＣ２Ｃ−ＳＵＭ７０７で除算することで生成される。]
[0071] Ｘ線間隔が長くなると、Ｃ２Ｃ−ＳＵＭ７０７での割合がより大きくなるので、傾き計算にてより重く加重されることに留意すべきである。上述し、図４Ａと４Ｂに示すように、より長い傾きの計算はより正確なので、これは望ましいことである。] 図４Ａ
[0072] 図１に戻ると、傾き補正と較正ロジック１２０は、ベースライン傾き測定ロジック１１８から現在の傾きの計算値を受け取り、エネルギー測定ＦＩＲフィルタ１０８、１０９、１１０の全ての出力を受け取り、場合によっては、パルス検証ロジック１１７からの抑止信号を受け取る。それらは、全ては適切に時間調整される。好ましい実施例では、これらのイベントは、ＡＤＣサンプルレートよりかなり低いピーク検出フィルタ１０７のパルスレートで発生するので、これらの機能は、Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ社ＴＭＳ３２０Ｃ６４１４などのデジタル信号処理チップ内のソフトウエアに実装される。] 図１
[0073] 抑止信号がない場合は、このロジックは、当該分野でよく知られた方法で１０２からの信号中のベースラインの傾きによる誤差を除去し、ＦＩＲフィルタ１０８、１０９、１１０の一つ以上の生出力を重み付けして、ステップエッジを作ったＸ線の較正エネルギー計算値を生成する。]
[0074] 米国特許第５,３４９,１９３号で述べられているように、傾き計算に使用される時間がエネルギー測定時間のほぼ中央付近にあるように、エネルギー測定を遅延させるのは有利である。傾きに幾らかの変動がある場合には、これは好ましい。]
[0075] これら測定されたエネルギーは当該分野で公知の方法でマルチチャンネルアナライザ（ＭＣＡ）メモリ１２１に保存される。ＭＣＡ１２１に蓄積されたスペクトルは、その後、分析のためにホストＰＣ１２２に転送される。]
[0076] 本発明の好ましい実施例を説明及び図示したが、これらは本発明の典型例であって、限定として考えられるべきではないことを理解されるべきである。追加、削除、置換やその他の変更は、本発明の精神や目的から逸脱することなく行われてよい。従って、本発明は上述の説明によって制限されるものではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ制限される。]

权利要求:

請求項1
各々が個々のフォトンに対応している複数のステップエッジを有するプリアンプ信号の傾きに基づいて、パルスプロセッサのエネルギー測定フィルタの応答を調整する方法において、各々がデジタル値を有する連続的な複数のデジタルサンプルを含む前記プリアンプ信号のデジタルバージョンを受信する工程であって、前記プリアンプ信号は、前記複数のステップエッジの中の第１ステップエッジと、前記複数のステップエッジの第１ステップエッジの直後に続く、前記複数のステップエッジの中の第２ステップエッジとで規定される部分を有している工程と、前記部分の第１半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値の第１積分を決定する工程と、前記第１半分に続く前記部分の第２半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値の第２積分を決定する工程と、前記第２積分と前記第１積分の間の差に等しい積分差を決定する工程と、前記部分の長さで前記積分差を規格化することで、傾きの値を決定する工程と、前記エネルギー測定フィルタの応答を補正するために前記傾きの値を用いる工程と、を含む方法。
請求項2
前記部分は、前記複数のデジタルサンプルの中における、前記部分に関するｎ個を有しており、前記部分の第１半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値は、前記複数のデジタルサンプルの前記ｎ個の中の第１グループであり、前記第１グループは、前記複数のデジタルサンプルの前記ｎ個の中の第１の連続したｎ/２個であり、前記部分の第２半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値は、前記複数のデジタルサンプルの前記ｎ個の中の第２グループであり、前記第２グループは、前記複数のデジタルサンプルの前記ｎ個の中の、前記第１グループに続く第２の連続したｎ/２個であり、前記第１積分は、前記第１グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の積分であり、前記第２積分は、前記第２グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の積分であり、前記傾きの値を決定する工程は、前記積分差をｎ/２で割って、傾きの中間値を決定する工程と、前記傾きの中間値をｎ/２で割って、前記傾きの値を決定する工程とを含む、請求項１の方法。
請求項3
前記第１積分は、前記第１グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の和であり、前記第２積分は、前記第２グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の和である、請求項２の方法。
請求項4
前記傾きの値は、１単位時間に渡る傾きである、請求項１の方法。
請求項5
前記傾きの値を用いる工程は、前記エネルギー測定フィルタの半幅を前記傾きの値に掛けて傾き補正値を得る工程と、前記傾き補正値を用いて前記エネルギー測定フィルタの応答を補正する工程とを含む、請求項４の方法。
請求項6
前記エネルギー測定フィルタは、ＦＩＲフィルタである、請求項１の方法。
請求項7
前記部分の長さは、前記部分に関するデジタルサンプルの個数である、請求項１の方法。
請求項8
前記プリアンプ信号は、１又は複数の追加部分を有しており、各追加部分は、前記複数のステップエッジの中の第１追加ステップエッジと、前記複数のステップエッジの中の第１追加ステップエッジの直後に続く、前記複数のステップエッジの中の第２追加ステップエッジとで個々に規定され、前記方法は、各追加部分について、（i）前記追加部分の第１半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値の第１積分を決定する工程と、（ii）前記追加部分の前記第１半分に続く前記追加部分の第２半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値の第２積分を決定する工程と、（iii）前記追加部分に関する第２積分と前記追加部分に関する第１積分の間の差に等しい、前記追加部分に関する積分差を決定する工程と、（iv）前記追加部分の長さで前記追加部分に関する積分差を規格化することで、前記追加部分について追加の傾きの値を決定する工程と、を行うことで、１又は複数の追加の傾きの値を決定する工程を含んでおり、前記エネルギー測定フィルタの応答を補正するために前記傾きの値を用いる工程は、前記傾きの値と、前記１又は複数の追加の傾きの値とを用いて傾きの平均値を決定する工程と、前記傾きの平均値を用いて前記エネルギー測定フィルタの応答を補正する工程とを含む、請求項１の方法。
請求項9
請求項１の方法を実行するように構成されたパルスプロセッサ。
請求項10
入射フォトンを電流パルスである出力に変換する検出器と、前記検出器の出力を電圧信号であるプリアンプ信号に変換するプリアンプであって、前記プリアンプ信号は、各々が個々のフォトンに対応している複数のステップエッジを有するプリアンプと、エネルギー測定フィルタを有するパルスプロセッサと、を備えており、前記パルスプロセッサは、各々がデジタル値を有する連続的な複数のデジタルサンプルを含む前記プリアンプ信号のデジタルバージョンを受信する工程であって、前記プリアンプ信号は、前記複数のステップエッジの中の第１ステップエッジと、前記複数のステップエッジの第１ステップエッジの直後に続く、前記複数のステップエッジの中の第２ステップエッジとで規定される部分を有している工程と、前記部分の第１半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値の第１積分を決定する工程と、前記第１半分に続く前記部分の第２半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値の第２積分を決定する工程と、前記第２積分と前記第１積分の間の差に等しい積分差を決定する工程と、前記部分の長さで前記積分差を規格化することで、傾きの値を決定する工程と、前記エネルギー測定フィルタの応答を補正するために前記傾きの値を用いる工程と、を行って、前記エネルギー測定フィルタの応答を調整するように構成されているエネルギー分散型放射線分光分析システム。
請求項11
前記部分は、前記複数のデジタルサンプルの中における、前記部分に関するｎ個を有しており、前記部分の第１半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値は、前記複数のデジタルサンプルの前記ｎ個の中の第１グループであり、前記第１グループは、前記複数のデジタルサンプルの前記ｎ個の中の第１の連続したｎ/２個であり、前記部分の第２半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値は、前記複数のデジタルサンプルの前記ｎ個の中の第２グループであり、前記第２グループは、前記複数のデジタルサンプルの前記ｎ個の中の、前記第１グループに続く第２の連続したｎ/２個であり、前記第１積分は、前記第１グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の積分であり、前記第２積分は、前記第２グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の積分であり、前記傾きの値を決定する工程は、前記積分差をｎ/２で割って、傾きの中間値を決定する工程と、前記傾きの中間値をｎ/２で割って、前記傾きの値を決定する工程とを含む、請求項１０のエネルギー分散型放射線分光分析システム。
請求項12
前記第１積分は、前記第１グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の和であり、前記第２積分は、前記第２グループの複数のデジタルサンプルのデジタル値の和である、請求項１１のエネルギー分散型放射線分光分析システム。
請求項13
前記傾きの値は、１単位時間に渡る傾きである、請求項１０のエネルギー分散型放射線分光分析システム。
請求項14
前記傾きの値を用いる工程は、前記エネルギー測定フィルタの半幅を前記傾きの値に掛けて傾き補正値を得る工程と、前記傾き補正値を用いて前記エネルギー測定フィルタの応答を補正する工程とを含む、請求項１３のエネルギー分散型放射線分光分析システム。
請求項15
前記エネルギー測定フィルタは、ＦＩＲフィルタである、請求項１０のエネルギー分散型放射線分光分析システム。
請求項16
前記部分の長さは、前記部分に関するデジタルサンプルの個数である、請求項１０のエネルギー分散型放射線分光分析システム。
請求項17
前記プリアンプ信号は、１又は複数の追加部分を有しており、各追加部分は、前記複数のステップエッジの中の第１追加ステップエッジと、前記複数のステップエッジの中の前記第１追加ステップエッジの直後に続く、前記複数のステップエッジの中の第２追加ステップエッジとで個々に規定され、前記パルスプロセッサは、各追加部分について、（i）前記追加部分の第１半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値の第１積分を決定する工程と、（ii）前記追加部分の第１半分に続く前記追加部分の第２半分に関する複数のデジタルサンプルのデジタル値の第２積分を決定する工程と、（iii）前記追加部分に関する第２積分と前記追加部分に関する第１積分の間の差に等しい、前記追加部分に関する積分差を決定する工程と、（iv）前記追加部分の長さで前記追加部分に関する積分差を規格化することで、前記追加部分について追加の傾きの値を決定する工程と、を行って、１又は複数の追加の傾きの値を決定することで、前記エネルギー測定フィルタの応答を調整するように更に構成されており、前記エネルギー測定フィルタの応答を補正するために前記傾きの値を用いる工程は、前記傾きの値と、前記１又は複数の追加の傾きの値とを用いて傾きの平均値を決定する工程と、前記傾きの平均値を用いて前記エネルギー測定フィルタの応答を補正する工程とを含む、請求項１０のエネルギー分散型放射線分光分析システム。
請求項18
各々が個々のフォトンに対応している複数のステップエッジを有するプリアンプ信号の傾きに基づいて、パルスプロセッサのエネルギー測定フィルタの応答を調整する方法において、各々がデジタル値を有する連続的な複数のデジタルサンプルを含む前記プリアンプ信号のデジタルバージョンを受信する工程であって、前記プリアンプ信号は、前記複数のステップエッジの中の第１ステップエッジと、前記複数のステップエッジの第１ステップエッジの直後に続く、前記複数のステップエッジの中の第２ステップエッジとで規定される部分を有している工程と、前記部分の長さで規格化された前記部分の平均傾きを決定するために、前記部分に関する複数のデジタルサンプルの各々のデジタル値を用いる工程と、前記エネルギー測定フィルタの応答を補正するために、前記部分の長さで規格化された前記部分の平均傾きを用いる工程と、を含む方法。
請求項19
前記プリアンプ信号は、１又は複数の追加部分を有しており、各追加部分は、前記複数のステップエッジの中の第１追加ステップエッジと、前記複数のステップエッジの中の第１追加ステップエッジの直後に続く、前記複数のステップエッジの中の第２追加ステップエッジとで個々に規定され、前記方法は、各追加部分について、前記追加部分に関する複数のデジタルサンプルの各々のデジタル値を用いて、前記追加部分の長さで規格化された前記追加部分の平均傾きを決定することで、１又は複数の追加の傾きの平均値を決定する工程を含んでおり、前記エネルギー測定フィルタの応答を補正するために、前記部分の長さで規格化された前記部分の平均傾きを用いる工程は、前記傾きの平均値と、前記１又は複数の追加の傾きの平均値とを用いて、更なる傾きの平均値を決定する工程と、前記更なる傾きの平均値を用いて前記エネルギー測定フィルタの応答を補正する工程とを含む、請求項１８の方法。